先對該電路的工作模式經(jīng)行說明，若直流電壓為E，在不考慮C1和C2電容電壓不平衡的情況下，即VC1=VC2=E/2。圖中開關(guān)管S1，S2，S3，S4，S5，S6，S7，S8的開關(guān)信號關(guān)系為：以左半橋臂為例，S1與S3信號相反，S2與S4信號相反；右半橋臂規(guī)律相同。

    模式1：定義電流 i 從電源正極流出為正，i >0 時電流流經(jīng)的路徑如圖1-2所示。此時，開關(guān)管S1、S2、S7、S8導(dǎo)通，電流流經(jīng)四個IGBT，逆變器輸出端口ab的電壓Vab=E。

圖1-2

     i <0 時，依舊是開關(guān)管S1、S2、S7、S8導(dǎo)通，與電流為正時不同的是：由于IGBT不能反向流過電流，電流流經(jīng)各IGBT的四個反并聯(lián)二極管，逆變器輸出端口ab的電壓依舊是Vab=E。電流流經(jīng)的路徑如圖1-3所示。

圖1-3

    模式2：開關(guān)管：S3、S4、S5和S6導(dǎo)通，輸出電壓Vab = -E。

    i > 0 時，電流流經(jīng)的路徑如圖1-4所示。

圖1-4

    i < 0 時，電流流經(jīng)的路徑如圖1-5所示。電流不再流經(jīng)四個導(dǎo)通的IGBT，而是流過與其相應(yīng)的反并聯(lián)二極管。

圖1-5

    模式3（a）：開關(guān)管：S1、S2、S6和S7導(dǎo)通，輸出電壓Vab = Vc1= E/2。

    i1 > 0 時，電流流經(jīng)S1、S2、S7的IGBT以及箝位二極管D4，如圖1-6所示。

圖1-6

    i1< 0 時，電流流經(jīng)S1、S2的反并聯(lián)二極管、S6的IGBT以及箝位二極管D3，如圖1-7所示。

圖1-7

    模式3（b）：開關(guān)管：S2、S3、S7和S8導(dǎo)通，輸出電壓Vab = Vc2= E/2。

     i2 > 0 時，電流流經(jīng)箝位二極管D1以及S2、S7、S8的IGBT，如圖1-8所示。

圖1-8

      i2 < 0 時，電流流經(jīng)S3的IGBT，S7、S8的反并聯(lián)二極管以及箝位二極管D2，如圖1-9所示。

圖1-9

    模式4（a）：S2、S3、S5以及S6導(dǎo)通，輸出電壓Vab = -Vc1= - E/2。

    i1 > 0 時，電流流經(jīng)S3、S5、S6的IGBT以及箝位二極管D2，如圖1-10所示。

圖1-10

     i1 > 0 時，電流流經(jīng)S2的IGBT，S5、S6的反并聯(lián)二極管以及箝位二極管D1，如圖1-11所示。

圖1-11

    模式4（b）：S3、S4、S6以及S7導(dǎo)通，輸出電壓Vab = -Vc2= - E/2。

     i2 > 0 時，電流流經(jīng)S3、S4、S6的IGBT以及箝位二極管D3，如圖1-12所示。 

圖1-12

    i2 > 0 時，電流流經(jīng)S7的IGBT，S3、S4的反并聯(lián)二極管以及箝位二極管D4，如圖1-13所示。

圖1-13

    模式5：S2、S3、S6以及S7導(dǎo)通，輸出電壓Vab = 0 。還有其他開關(guān)狀態(tài)也有Vab = 0 ，在此僅以一種狀態(tài)加以說明。

    對于負(fù)載電流的兩種不同流向有圖1-14和圖1-15兩種不同的電流流經(jīng)圖。

圖1-14

圖1-15

    至此，對于NPC全橋變換器的所有工作模式均已詳細(xì)列出，從上述所述的工作模式中可以看出，若逆變電源電壓為E，通過正確的調(diào)制策略，則逆變輸出側(cè)的波形會呈現(xiàn)出±E，±E/2以及0這五種電平的階梯波（只考慮調(diào)制度在合適的情況下）?；贛ATLAB/SIMULINK仿真可以更加清楚地理解，如圖1-16是仿真的波形。仿真中，逆變電源采用的是100V的直流源。

圖1-16

果然很強(qiáng)大呀，怎么還在實(shí)習(xí)區(qū)呢

常用全橋都是2個兩電平橋臂組成，這種拓?fù)涫?個三電平的橋臂組成。

相對于2電平全橋，增加了±E/2 2種電平，這種拓?fù)渚唧w有什么優(yōu)勢，可否詳細(xì)說說。

    你好，感謝你的提問！這是我第一次發(fā)帖，需要管理員審核后才能轉(zhuǎn)移到逆變區(qū)，而這兩天是周末他們休息，所以目前為止我還在實(shí)習(xí)區(qū)。

    對于多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)勢就是設(shè)備的耐壓等級得到了提高，適合高電壓等級的工作場合，同時容量也大大增加，端口電平更接近正弦波，諧波特性好等。單從輸出電平的正弦性來看，與H-bridge全橋變換器相比較，NPC全橋變換器明顯地多出兩種電平，而電平數(shù)越多就越接近正弦波，那么對于輸出濾波的要求就越低。

    當(dāng)然，相比于兩電平結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)要復(fù)雜一些，所用開關(guān)管更多，相應(yīng)成本也增加了。

    性能與成本，魚與熊掌，不可兼得。

,調(diào)侃一下了，多謝哥們這么認(rèn)真的回答~

三電平每個管子電壓應(yīng)力降低，所以電壓等級可以做的更高。你說諧波含量降低，這種拓?fù)銻載的THDu能達(dá)到多少？

另控制上用FPGA的話，驅(qū)動應(yīng)該比較好搞，只是疑問你的角度如何選擇，比如多少角度內(nèi)用±E/2的電平，多少角度內(nèi)用±E的電平，這個又是如何來確定的呢？

由于實(shí)驗(yàn)室電能質(zhì)量分析儀外借了，純電阻負(fù)載條件下THDu暫時無法測量，因此不能定量地說諧波含量降低多少。僅憑

對于，多少角度內(nèi)用±E/2的電平，多少角度內(nèi)用±E的電平，這是由調(diào)制波與載波決定的，通過直接比較，給相應(yīng)的開關(guān)信號就行了。在低調(diào)制度下，逆變輸出的波形退化為三電平與單極性調(diào)制下H橋的逆變波形一致。

好帖子必須頂。

 謝謝啊。

有不對的地方還請多指點(diǎn)！

未完待續(xù)......

2.實(shí)驗(yàn)篇

     實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：

    直流電源：48V/145W   兩個直流電源串聯(lián)使用；

    模擬負(fù)載電阻：50Ω；

    濾波電感：2mH/10A；

    交流濾波電容：10uF；

    逆變輸出有效值：60V；

    IGBT開關(guān)頻率：3K；

    由于直流電源的功率較低，在此只做小功率的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，后續(xù)可以采用前級通過AC-DC整流獲得直流源，功能可以做得更高。

    先上個負(fù)載側(cè)：由于負(fù)載電壓需要采樣，接線稍微多了一些。

圖2-1

    實(shí)驗(yàn)平臺：

    示波器中給出了逆變多電平電壓，負(fù)載電壓與負(fù)載電流。

    多電平變換器的一個重要研究點(diǎn)就是直流側(cè)電壓均衡問題，直流電壓均衡直接確定了變換器是否能夠正常工作，影響電能的質(zhì)量。

前面用了很大的篇幅去介紹變換器的幾種工作模式，可以看出模式1與模式2（輸出電平為±E）對兩個直流側(cè)的電容C1、C2的充放電作用是相同的，因此在這種模式下，電容C1、C2的電壓是相等的；對于模式5（輸出電平為0）電容C1、C2無充放電，因此這種情況下兩電容電壓也是相等的；而對于模式3和模式4這兩種工作狀態(tài)，由于電流對兩個電容C1、C2的充放電時間不同，會導(dǎo)致兩個電容電壓的不平衡。在設(shè)計(jì)的時候兩個電容均是按照額定電壓設(shè)計(jì)的，若某個電容長時間承受高壓，會影響電容的壽命，過壓嚴(yán)重時甚至可能導(dǎo)致電容損壞。

    因此，保持兩個電容C1、C2電壓的均衡是這里需要解決的另一問題。那么，問題來了，如何保證這C1、C2的電壓平衡？

    方式之一就是采用外部均壓電路，通過儲能元件電容或電感以及控制相應(yīng)的開關(guān)管，實(shí)現(xiàn)C1、C2之間的能量通過儲能電容或電感相互傳遞，這樣就可以保證電壓均衡。這種均壓方式很簡單，也容易實(shí)現(xiàn)，但是這種方式的一個弊端就是額外增加了硬件電路，增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度以及成本，額外硬件電路的增加也導(dǎo)致了可靠性的降低。

上面提到了逆變輸出有效值60V左右。

你說的±E/2電平的角度是指的是框圖中這段波形吧。。

首先，我不確定±E/2電平的角度這種說法在這里是否合適哈，（可能是因?yàn)樵趯W(xué)校里做理論研究比較多些，接觸到的實(shí)際工程應(yīng)用比較少，還希望在這里能跟各位工程師多了解了解啊）因?yàn)樵谶@個框圖的區(qū)域中不僅只有E/2或-E/2這兩種電平作用，還有零電平的作用，根據(jù)沖量等效的原理，此時，經(jīng)過PWM調(diào)制出來的就應(yīng)該是如圖中的波形。

怎么這么低的電壓，發(fā)揮不出三電平的優(yōu)勢呀~

仔細(xì)看你的波形，正半周大概有70多度是有+E/2和0電平組成，且都是在過零點(diǎn)旁邊，可否詳細(xì)說說原因及效果？

1. 電壓越高，死區(qū)效應(yīng)越明顯，特別在過零點(diǎn)附近，此時占空比比較小，死區(qū)時間影響比較大。

2. 如果用+E/2，相同輸出電壓下相當(dāng)于調(diào)制度變大，占空比變大一倍，死區(qū)的影響就比較小。

暫時想不出來還有啥其他好處~

前面也說了啊，本文只是做個小功率的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，只是為了驗(yàn)證基本的控制與調(diào)制啊，這只是課題中的一個小點(diǎn)。在實(shí)驗(yàn)室里沒必要整個一兩千伏的電壓，幾千瓦的功率啊，當(dāng)然功率做上去以后肯定還有其他的一系列問題。

你從死區(qū)時間的角度分析了這個問題，在這里受教了。

我們平時在做多電平的時候考慮的是不跳電平，做到一個“平滑過渡”的過程，也就是說對應(yīng)n電平變換器，希望的電平數(shù)是n→n-1→...→1→0→-1→...→-n-1→-n

在上圖中所框出的那個區(qū)間，可以采用0與E或0與-E合成，但是相比于0與E/2和0與-E/2，出現(xiàn)了跳電平的現(xiàn)象，從你說的死區(qū)角度來說，就是占空比減少，死區(qū)時間影響變大。

多謝回答哈~

2電平全橋不存直流側(cè)電壓不平衡的問題，半橋就存在正負(fù)BUS不平衡的現(xiàn)象。樓主說影響電能質(zhì)量，本質(zhì)是輸出電壓因?yàn)檎?fù)BUS不平衡，導(dǎo)致正負(fù)半周能量不等，產(chǎn)生了直流分量。帶常用阻性負(fù)載問題不大，帶變壓器等感性負(fù)載就會有問題，會導(dǎo)致直流偏置電流越來越大。

通過和你的交流自己也學(xué)到了很多，以后遇到問題還要向你請教啊，還希望不吝賜教哦~~

    在這不采用硬件均壓電路的方式，而是采用冗余開關(guān)狀態(tài)實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡。所謂的冗余就是在變換器輸出同一個電平時，對應(yīng)的不同的開關(guān)狀態(tài)?？梢钥闯鲚敵觥繣的模式1和模式2有且僅有一種一種開關(guān)狀態(tài)；而對于輸出±E/2時，可以在模式3和模式4中看出，各自都存在一種冗余的開關(guān)狀態(tài)，而這兩種冗余狀態(tài)的對于電容電壓的充放電正好是相反的，因此可以通過這兩種開管狀態(tài)的選擇來達(dá)到電容電壓的均衡控制。

3.總結(jié)篇

    帖子至此，所討論的內(nèi)容基本已經(jīng)結(jié)束，后文將對本文所討論的一些問題進(jìn)行總結(jié)，本文開篇主要分析了中點(diǎn)箝位三電平全橋逆變器的工作狀態(tài)以及每種狀態(tài)對應(yīng)的輸出電壓的電平，分析了直流電容電壓不平衡的成因，以及相應(yīng)的解決方法。

    以下是實(shí)驗(yàn)的波形，其中：

    黃色：逆變端口電壓波形；

    紫紅色：負(fù)載電阻上電壓波形；

    藍(lán)色：負(fù)載側(cè)電流波形；

不能這么快就完結(jié)了,還沒看過癮呢

你好，司令！

我應(yīng)該改為總結(jié)篇！我做的東西還很淺，遠(yuǎn)遠(yuǎn)沒有達(dá)到完結(jié)的地步。

幫頂一下，希望還未完結(jié)，而只是總結(jié)。

謝謝支持。