反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

可供選擇標(biāo)準(zhǔn)功率轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有很多種，他們各有其優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。比如低功率、簡單性、隔離度、輸入和輸出文波電流以及低成本等因素做了謹(jǐn)慎的思考后。選擇啦反激結(jié)構(gòu)。

下面上圖.

反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖！

控制方法

電壓模式控制已經(jīng)被電流模式控制所超越。這是因?yàn)殡娏髂Ｊ娇刂颇軌驅(qū)€路輸入電壓變化立即做出響應(yīng)，并為開關(guān)器件提供啦過流保護(hù)。傳統(tǒng)的峰值電流模式控制將進(jìn)過放大的輸出電壓誤差與初級電感器電流信號進(jìn)行比較。把UCC3809脈沖調(diào)制器（PWM）用作控制器，經(jīng)放大的輸出電壓誤差與初級電感器電流的斜率坡相加，并與一個1V門限進(jìn)行比較。內(nèi)部電流控制環(huán)路包含一個小的電流檢測電阻器，用于檢測初級電感器的電流，該電阻器將此電流波形變換為一個電壓信號并直接送至初級測PWM比較器中。內(nèi)部環(huán)路用于確定針對輸入電壓變化的響應(yīng)。外部電壓控制環(huán)路負(fù)責(zé)將輸出電壓的一部分與一個位于次級側(cè)誤差放大器輸入端上的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。這個經(jīng)過分壓的輸出電壓用于驅(qū)動UC3965中的誤差放大器的反相輸入，然后驅(qū)動一個內(nèi)部反相輸出緩沖器。由此產(chǎn)生的輸出接著驅(qū)動一個光耦器。

光耦輸出也被直接反饋到初級側(cè)PWM比較器。當(dāng)輸出電壓上升到高于期望電平時(shí)，繼續(xù)驅(qū)動光耦。從而迫使PWM比較器關(guān)斷至開關(guān)元器件的柵極驅(qū)動電壓。該外部環(huán)路確定啦對于負(fù)載變化的響應(yīng)。峰值電流模式控制所需要的補(bǔ)償比較簡單。并擁有逐個脈沖電流限制功能和更好的負(fù)載電流調(diào)節(jié)性能、、，由于次級電流已經(jīng)相當(dāng)大，英雌選擇連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）。不連續(xù)模式的初級和次級RMS電流有可能高達(dá)CCM的2被。不連續(xù)導(dǎo)通模式將需要采用一個比較高額定電流的晶體管。由于輸出紋波電流比采用不連續(xù)導(dǎo)通模式時(shí)要小，因此輸出電容器比較小。

最大占空比和匝數(shù)比

既然決定啦拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（反激式）和控制方法（峰值電流模式控制）下一個要做的就是決定最大占空比DMAX應(yīng)該取多少？占空比是Q1（拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖）的接通時(shí)間與總周期之比，即：D=TON/T。在CCM反激式轉(zhuǎn)換器中，最大占空比將決定變壓器的匝數(shù)比，并且影響到開關(guān)元器件上所承受的最大電壓應(yīng)力。對于本設(shè)計(jì)而言，選擇的是45%的最大占空比。如果對加以限制，那么可供選擇的控制器IC就要多些，因?yàn)槟壳笆忻嫔系迷S多同類IC都有百分之50的最大占空比限值。

 CCM反激轉(zhuǎn)換器的DC轉(zhuǎn)移函數(shù)為：

式中，VO等于輸出電壓（5V)

           VD=整流器D1兩端的正向壓降，假設(shè)為0.8V

           VIN=32v至72V        VIN(min)=32V

           Vrds(on) =MOSFETQ1兩端的導(dǎo)通壓降，等于RDS(ON)*I(PRIMARY)假設(shè)為1V

           N=匝數(shù)比，等于NP/NS

           NS=變壓器次級匝數(shù)

           NP=變壓器的初級匝數(shù)

           D=占空比

開關(guān)頻率

人們傾向于采用盡可能高德開關(guān)頻率，因?yàn)檫@樣一來磁芯元件和濾波器將會比較小。很不辛德是，這一判斷并不是那么得清晰明確。磁芯損耗，柵極電荷電流和開關(guān)損耗將隨著開關(guān)頻率的提高而增加，峰值電流則隨著開關(guān)頻率的下降而增大，必須在元件的尺寸，電流水平和可接受的損耗之間尋求某一折中值，另外與其他系統(tǒng)的同步和兼容性也科恩那個是決定性的因素。對于本設(shè)計(jì)來說，選擇的時(shí)一個70KHZ的固定頻率（FSW）。在DMAX=48%,TON(MAX)變?yōu)?.9US

繼續(xù)

變壓器設(shè)計(jì)

反激變換器中的變壓器實(shí)際上市具有多個繞組的耦合電感器，變壓器提供耦合和隔離。而電感則是提供能量存儲，存儲電感器空氣隙中的能量等于：

E=LP*(IPEAK)^2/2

式中，E的單位為焦耳，LP為初級電感量（單位為亨利）而IPEAK為峰值初級電流（單位為：安培）當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，由于變壓器的點(diǎn)配原因，D1被施加了反向偏置。在次級繞組中沒有電流，初級繞組中的電流以一個由上式給書的斜率持續(xù)上升

式中的VIN(min) 和 VRds(on)是事先確定的，而△T在VIN（min)的條件下等于Ton(max)此時(shí)，輸出電容COUT負(fù)責(zé)提供所有的負(fù)載電流，由于轉(zhuǎn)換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，因此△IL 是電感器電流的變化，在發(fā)生變化時(shí)變現(xiàn)為一個正斜率斜坡。當(dāng)初級接通時(shí)，由于仍有電流一流在次級繞組中，因此存在階躍。當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時(shí)，電流流過次級繞組和D1（在發(fā)生變化時(shí)變現(xiàn)為一個負(fù)斜率斜坡）從而對COUT進(jìn)行在充電并直接向負(fù)載提供應(yīng)電流。

根據(jù)上式，如果已知一個可接受的電流紋波△IL，則可計(jì)算踧踖電感，對于本設(shè)計(jì)△IL被設(shè)定為峰值初級電流的1/2。對于CCM反激設(shè)計(jì)，峰值初級電流根據(jù)下式來計(jì)算：

用1/2（IPEAK）替代△IL，用10A替換IOUT(MAX)用0.48替代DMAX，并用5來替換N，可以計(jì)算出峰值初級電流為5.16A  △IL為2.58A，階躍波形上得斜坡的平方根（RMS)電流由

 來計(jì)算！

 利用3式計(jì)算而得的LP約為80UH?？紤]到成本因素和70KHZ的開關(guān)頻率，磁芯材料選擇啦PHILIPS提供的錳鋅鐵體3C85。由于僅在B-H平面的一個象限中驅(qū)動電感器（稱為反激式變壓器）故而在反激設(shè)計(jì)中需要一個較大的磁芯。因?yàn)樵撧D(zhuǎn)換器以一個相對較低的頻率工作于連續(xù)導(dǎo)通模式，所以最大峰值磁通密度BMAX受限于飽和磁通密度BSAT在全面考慮各種因素的情況下，由下式來準(zhǔn)確的計(jì)算出最小磁芯尺寸：

式中AP+磁芯面積乘積（單位：CM4）

K=繞組因數(shù)，對于連續(xù)模式反激結(jié)構(gòu)等于0.2

Bmax≈Bsat，即0.33特斯拉（對于3C85材料，在100℃時(shí)）

 最小初級匝數(shù)由下式?jīng)Q定：

根據(jù)計(jì)算結(jié)果以及預(yù)訂的匝數(shù)比，即可確定次級匝數(shù)，當(dāng)匝數(shù)比為5而NP等于20時(shí)，NS的計(jì)算值為4.

存儲于反激變壓器中的能量實(shí)際上存儲在磁芯的空氣隙中。這是因?yàn)殍F氧體材料的高磁導(dǎo)率注定了它沒能存儲大量的能量就發(fā)生飽和了，通過增加氣隙，實(shí)際上將使磁性材料的磁滯曲線傾斜，從而需要高很多的磁場強(qiáng)度來使磁芯飽和，氣隙的尺寸采用下式來計(jì)算：

 上式中，氣隙是以厘米為單位，UO磁導(dǎo)率（等于4∏*10^-7H/M）,UR是填氣隙材料的相對磁導(dǎo)率（在本設(shè)計(jì)中，填隙材料是空氣，故UR等于1）,該氣隙的此存的計(jì)算值為0.043CM并且均勻的分布在EFD30磁芯的中心柱和兩個側(cè)柱之間。

初級繞組的兩股并聯(lián)的21AWG磁導(dǎo)線，第一層靠近磁芯卷繞，第二層則纏繞在次級繞組之上。次級繞組由4股并聯(lián)的18AWG磁導(dǎo)線組成，并填充一層以實(shí)現(xiàn)最大耦合。

當(dāng)采用80μH的初級電感和48%的最大占空比時(shí)，意味著轉(zhuǎn)
換器將不會在整個工作范圍內(nèi)都處于連續(xù)模式控制，這是由
于 (9) 式所表示的關(guān)系所致。