
小編對原邊反饋綜合介紹:原邊反饋(PSR)的AC/DC控制技術(shù)是最近10年間發(fā)展起來的新型AC/DC控制技術(shù),與傳統(tǒng)的副邊反饋的光耦加431的結(jié)構(gòu)相比,其最大的優(yōu)勢在于省去了這兩個芯片以及與之配合工作的一組元器件,這樣就節(jié)省了系統(tǒng)板上的空間,降低了成本并且提高了系統(tǒng)的可靠性。在手機(jī)充電器等成本壓力較大的市場,以及LED驅(qū)動等對體積要求很高的市場具有廣闊的應(yīng)用前景。
PSR線路設(shè)計(jì)需特別注意以下幾處:
1. RCD吸收回路,即:R2,C4,D2,R6
2. Vcc供電和電壓檢測回路,即:D3,R3,R4,R10,C2
3. 輸出回路,即:C3,C7,D5,R11,LED1
下面分別說明以上幾點(diǎn)需注意的地方
1. RCD吸收回路,即:R2,C4,D2,R6
大家可以看出,此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一個R6電阻,或許有人會忽略他的作用,但實(shí)際它對產(chǎn)品的穩(wěn)定性起著很大的作用。
看下圖VDS的波形:
當(dāng)開關(guān)管截止后因漏感引起的振玲會隨漏感的增大而使電壓跌得更低,更低的電壓回復(fù)需要更長的時間,VDS的波形此時和VCC的波形是同步的,PSR檢測電壓是通過IC內(nèi)部延時4~6uS避開這個振玲來檢測后面相對平滑的電壓,電壓恢復(fù)時間過長導(dǎo)致IC檢測開始時檢測到的是振玲處的電壓,最總導(dǎo)致的結(jié)果是輸出電壓不穩(wěn)定,甚至蕩機(jī)。當(dāng)然也有因變壓器漏感比較小,無此電阻也可以正常工作,但一致性較難控制。此電阻的取值與RCD回路和EMC噪音有關(guān),一般建議取值為150~510R,推薦使用220~330R,D2建議使用恢復(fù)時間較慢的1N4007具體可根據(jù)漏感結(jié)合RCD來調(diào)試。
2. Vcc供電和電壓檢測回路,即:D3,R3,R4,R10,C2
R4與R10的取值是根據(jù)IC的VFB來計(jì)算的。但阻值取值對一般USB直接輸出的產(chǎn)品來說,以IFB=0.5mA左右來計(jì)算。若為帶線式產(chǎn)品,因考慮到線損帶來的負(fù)載調(diào)整率差,可保持VFB電壓不變,同時增大R4和R10的阻值,減小IFB的電流,具體IFB的電流取值需根據(jù)輸出線材的壓降來調(diào)試,如設(shè)計(jì)為5V/1A的產(chǎn)品,假設(shè)輸出空載為5.10V,調(diào)試的最佳狀態(tài)是負(fù)載0.5A時,輸出電壓達(dá)到最低值,如4.90V,再增加負(fù)載,電壓會因IC內(nèi)部補(bǔ)償功能喚醒使輸出電壓回升,當(dāng)負(fù)載達(dá)到1.0A時,輸出電壓回升到5.10V左右。之前有做過一款輸出5V/1A線長3.5米的產(chǎn)品,設(shè)計(jì)時IFB=0.15mA,輸出空載在5.15V左右,負(fù)載0.5A時輸出為4.85V左右,負(fù)載1A時輸出為5.14V左右。聽很多PSR IC的FAE說過,PIN1腳的C5也有此功能,但實(shí)際應(yīng)用效果不明顯。D3應(yīng)該大家都知道要用恢復(fù)時間較快的FR107。R3和C2需取相對較小的值,R3在VCC供電回路鐘有一定的抗沖擊和干擾的作用,但相對PWM線路來講,其取值需相對較小,不大于10R,一般取2.2~4.7R。C2取值不大于10UF,一般取4.7UF。因?yàn)?strong>電源開啟和負(fù)載切換時,VFB的電壓會因C2的容量增大和R3的限流作用導(dǎo)致拉低,從而使輸出產(chǎn)生電壓尖峰。若更嚴(yán)重得導(dǎo)致PSR延時檢測開啟而VFB電壓仍未建立,輸出的電壓尖峰會更高。
3. 輸出回路,即:C3,C7,D5,R11,LED1
R11和LED1是輸出的假負(fù)載,為避免IC在空載進(jìn)入間歇模式導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定而設(shè)置的。D5的作用是防止回授失效而設(shè)置的過壓保護(hù),一般取值為6.2V。C3,C7不僅是輸出濾波,而且需有足夠的容量來防止PSR IC在延時檢測未開啟前輸出電壓不受控而過沖。若容量不夠,會導(dǎo)致輸出電壓過沖而被D5鉗位,被D5鉗位到6.2V后會導(dǎo)致反饋線圈的電壓也上升,從而出現(xiàn)輸出電壓持續(xù)在6.2V左右,且有功率損耗,D5會嚴(yán)重發(fā)熱,但不會馬上損壞。曾經(jīng)有人把這個D5去掉了,測試發(fā)現(xiàn)電容容量小導(dǎo)致的過沖現(xiàn)象有,但過沖后的電壓因?yàn)闆]有D5鉗位而正常了,結(jié)果因此我接到了一個200K的訂單。為什么呢?因?yàn)榭蛻舴从痴f用它對IPOD充電時,充了一會,IPOD沒充進(jìn)電,而IPOD的輸入接口發(fā)燙嚴(yán)重,甚至變形。分析原因?yàn)椋a(chǎn)品上的D5取掉了,到IPOD內(nèi)部在輸入接口電源上有一個穩(wěn)壓管并聯(lián)作保護(hù),就出現(xiàn)了上面的電壓被鉗位的問題……C3,C7的取值不僅與其ESR值有關(guān),也與變壓器漏感和PSR IC延時檢測的時間有關(guān)。目前有PSR IC廠商因其客戶反映變壓器要求過于嚴(yán)格或負(fù)載調(diào)整率差等問題講IC內(nèi)部延時檢測時間加長到9uS,甚至15uS。大家可以想象,通電15uS不檢測,輸出電壓會升到多高?一般都會沖到10多V,甚至20V……這個過沖的電壓的電流因?yàn)橛蠽sense的限制,不會很大,可以等效為一個尖峰來處理,最直接有效的方法是加大輸出濾波電壓容量和減小ESR值來吸收它。使用一般的LOW ESR電容,建議使用2顆470UF的并聯(lián)。
圖1 原邊控制應(yīng)用框圖及主要節(jié)點(diǎn)波形圖。
與此同時,原邊反饋系統(tǒng)還會面臨線纜壓降的問題。因?yàn)橄到y(tǒng)不是直接采樣輸出端(次級繞組整流后)的電壓,而是通過采樣輔助繞組的去磁結(jié)束點(diǎn)的電壓來控制環(huán)路反饋的,因此,當(dāng)輸出線較長或者線徑較細(xì)時,在負(fù)載線上會存在較大的內(nèi)阻(例如在充電器方案中)。在負(fù)載電流變化較大的情況下,輸出線的末端電壓也會有較大變化。在CV模式下,這種變化在某些場合是不能接受的,因此,原邊反饋驅(qū)動芯片還應(yīng)該提供對線纜壓降補(bǔ)償?shù)墓δ?,這個功能通常是通過在INV腳上拉一個小電流來實(shí)現(xiàn)的。通過預(yù)估補(bǔ)償值來調(diào)節(jié)連接在INV腳上的分壓電阻的總阻值(分壓比例不變),從而補(bǔ)償不同負(fù)載線型和負(fù)載大小帶來的線纜壓降,以維持CV曲線的水平性(如圖2 中的CV曲線)。
圖2 原邊反饋AC-DC控制器的工作模式示意圖。
此外,一款好的原邊反饋AC-DC控制器還應(yīng)該具備優(yōu)秀的EMI特性,對于傳導(dǎo)和輻射這兩方面的干擾都應(yīng)該盡可能降低,目前常見的做法是采用抖頻技術(shù)和驅(qū)動信號柔化技術(shù)。抖頻技術(shù)是指在開關(guān)頻率的基頻基礎(chǔ)上引入一個小幅度的頻率變化值,以此來降低在開關(guān)頻率點(diǎn)上的頻譜能量強(qiáng)度,優(yōu)化EMI特性。而驅(qū)動信號柔化技術(shù)則是指將驅(qū)動MOS管柵極的驅(qū)動信號的開啟沿(上升沿)變得比較平滑,以減小MOS管開啟瞬間的能量傳導(dǎo)和輻射,從而進(jìn)一步優(yōu)化EMI特性。
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