摘要:本文簡要介紹了有源箱位同步整流正激變換器的原理及主要參數(shù)的設(shè)計方法，給出了具體的設(shè)計公式和樣機(jī)結(jié)果。經(jīng)理論分析及樣機(jī)驗證，證明了有源籍位同步整流正激變換器是適合低壓大電流開關(guān)電源的高效拓?fù)洹?/p>

敘詞:有源箱位正激變換器同步枯流

 

1 引言

為了 以 更 低的功耗獲得更高的速度和更佳的性能，要求電源電壓越來越低，瞬態(tài)性能指標(biāo)越來越高，因此對開關(guān)電源提出了越來越高的要求。用原有的電路拓?fù)浼罢鞣绞揭巡荒軡M足現(xiàn)在的要求，為了適應(yīng)IC芯片發(fā)展的需要，人們開始研究新的電路拓?fù)?。因為輸出電壓很低，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產(chǎn)品的復(fù)雜程度及產(chǎn)品可靠性.同步整流一般選擇自驅(qū)動同步整流，能與自驅(qū)動同步整流電路較好結(jié)合的拓?fù)浯笾掠腥N:有源箱位正激變換器;互補控制半橋變換器;兩級結(jié)構(gòu)變換器。與兩級結(jié)構(gòu)變換器相比，有源箱位變換器和互補控制半橋變換器所用器件少，更具有吸引力。這兩種變換器拓?fù)淙菀讓崿F(xiàn)軟開關(guān)，工作頻率可以更高;變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率高。針對一次整流電源輸出的一48V(36一72V)電壓，輸人電壓在較大(36一72V)的范圍內(nèi)變

化時，互補控制的半橋電路副邊所得到的驅(qū)動電壓變化范圍太大，已不能適用來驅(qū)動MOSFEP管。因此，有源箱位自驅(qū)動同步整流正激變換器是低壓大電流開關(guān)電源必然選擇的電路拓?fù)洹?/p>

2 有源箱位同步整流正激變換器的拓?fù)?/p>

有源 箱 位 同步整流正激變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示，DCDC有源箱位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運行時，一個開關(guān)周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。一個開關(guān)周期內(nèi)大致可分為四個運行模式，即:1)t, 在主 開 關(guān) ,S開通前，籍位電容上的電壓為從。二D凡/(1-D)(極性為下正上負(fù))。這一階段，籍位開關(guān)幾關(guān)斷，籍位電容電流is=。。S,導(dǎo)通后，5開關(guān)管的漏極電位殘二。，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流‘二由第三象限的一1m向第一象限+1m

 

壓器原邊繞組電壓VP二Vs +能量由輸人電源Vm經(jīng)過變壓器傳送到負(fù)載。

2模 式 2 ( t,

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3模 式 3 (‘:

4模 式 4 (t) 夙 導(dǎo)通 時 間為DT,，變壓器原邊繞組承受電壓為VN; S, 關(guān)斷時間為(1一D)T, ，變壓器原邊繞組承受電壓為一Va。由伏秒平衡關(guān)系可得:DT,V; 二(1一D)V ，即V二DV / (1- D )o

 

有源 箱 位 正 激 變換器變壓器磁芯工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài) ，提高了磁芯的利用率，籍位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關(guān)占空比而自動 調(diào)節(jié)，因而占空比可大于。.5;Vo 一定時，主開關(guān)管、輔助開關(guān)應(yīng) 力隨V;。的變化不大;所以，在占空比和開關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi) ，能夠適應(yīng)輸人電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復(fù)雜。

3 電路參數(shù)的設(shè)計與計算公式

主電 路 拓 撲如圖1所示，它的箱位電容電壓為:V,= D氣1(1一D),籍位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的籍位電容容量為47VFp控制芯片選用 UC3823N實現(xiàn)PRIM控制，控制芯片檢側(cè)開關(guān)電流加上斜波信號(由PWM輸出信號14腳生產(chǎn))送至芯片的電流端(7腳);電壓信號經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補償產(chǎn)生一輸出信號(3腳)，此信號與7腳信號比較后產(chǎn)生輸出占空比信號PWM,再由脈沖變壓器隔離和原邊驅(qū)動器UCl707產(chǎn)生兩列互補驅(qū)動且死區(qū)可調(diào)的脈沖馭動變換器的主管場和給位管凡。合適的參數(shù)設(shè)計，尤其是電壓補償器及斜波補償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。經(jīng)理 論 分 析及實踐，在設(shè)計有源籍位同步整流正激變換器時，需要計算各種參數(shù)，在實踐過程中，總結(jié)了一套如何設(shè)計變換器的公式，以下給出這些公式，以搏于參考。另外還要注意，用公式計算出來的值還要留出適當(dāng)?shù)脑６龋员ＷC電源的可靠性。

(1) 變 壓器 的初級匝數(shù)

 

其中 U為 輸人電壓;D為占空比;f為開關(guān)頻率;,IB二為磁感應(yīng)增量;A。為磁芯的有效面積。

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(2) 變 壓 器的次級匝數(shù)N,

其中 Vo 為輸 出 電壓。

(3) 初 級電 感 量 乙，的確定
初級 電 感 量 Lp二 由下式?jīng)Q定

式中 , 1。 為真 空 磁導(dǎo)率;k。是振幅磁導(dǎo)率;N;是初級繞組匝數(shù) ;A。是磁芯的有效截面積;l，是有效磁路長度。

(4) 輸 出 電 壓

其 中 1; 為各繞組電流有效值(A);J為電流密度，它是根據(jù)銅損計算出來的，根據(jù)工程實踐經(jīng)驗，導(dǎo)線的電流密度在自然風(fēng)冷時選擇2一4(A/nuW)，而在強制風(fēng)冷時選擇3一5(A/mm')，其值是適宜的。計算 所 需 導(dǎo)線直徑時，應(yīng)考慮趨膚效應(yīng)的影響。當(dāng)導(dǎo)線直徑大于2倍趨膚深度時，應(yīng)盡可能采用多股導(dǎo)線并繞。當(dāng)用n股導(dǎo)線并繞時，每股導(dǎo)線的直經(jīng)da按下列公式計算:

銅線 的 趨 膚深度△有以下經(jīng)驗公式:

用上 述 公 式計算△后，與d。相比較，在d大于2△時，應(yīng)采用多股導(dǎo)線并繞，n的大小以d}不大于2A為好。

4 同步整流技術(shù)存在的問題及解決方案

同步 整 流 技術(shù)的基礎(chǔ)是應(yīng)用MOSm 替代二極管整流器，但Mosm 如用為開關(guān)具用雙向?qū)ǖ奶匦?。這一特性使得含有同步整流技術(shù)的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問題。

4.1 應(yīng)用同步整流的變換器并聯(lián)運行的問題

同步 整 流 技術(shù)一般應(yīng)用在低壓大電流情況下，因而往往將多個具有同步整流技術(shù)的變換器并聯(lián)使用，當(dāng)并聯(lián)的兩個變換器輸出電壓不同，且差值達(dá)到一定值時輸出電壓低的變換器的愉出電流將反向，輸出電壓高的變換器就既給負(fù)載提供電流又為翰出電壓低的變換器提供電流，從而加大翰出電壓高的變換器負(fù)荷，結(jié)果沒有達(dá)到并聯(lián)增大負(fù)載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導(dǎo)致MOSFEF的電壓應(yīng)力增加，給變換器輸出帶來諧波干擾。對這個問題，我們給電源設(shè)計了電壓調(diào)整端，輸出電壓在一定范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，如用戶需要并聯(lián)運行，只需將電壓精準(zhǔn)地調(diào)整一致即可。

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4.2 效率問題

在輕 載 條 件下，使用二極管整流器的變換器會進(jìn)人電流不連續(xù)工件模式(DCM)，但對于使用了同步整流技術(shù)的變換器，由MOSFET的雙向?qū)ㄐ?，使得?fù)載電流繼續(xù)反向流過輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實現(xiàn)高效率。另外，當(dāng)輸人電壓變化時，效率也會發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問題在文獻(xiàn)7中有詳細(xì)的論述及解決方案。

5 實驗結(jié)果

應(yīng)用 以 上 分析的電路拓?fù)浼半娐穮?shù)設(shè)計了一臺二次電源模塊，樣機(jī)的參數(shù)如下:輸人電壓48V(36 -72V)，輸出電壓1電流為2.1/40A，開關(guān)頻率為250k1h，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關(guān)管馬及籍位管S2選用田巧們，同步整流管選用IRI.3803S，其通態(tài)電阻凡僅為6m0。在輸人電壓為48V時，滿載效率為85%。經(jīng)小批童生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調(diào)，產(chǎn)品的各方面性能均達(dá)到要求，現(xiàn)已開始批量生產(chǎn)。

6 結(jié)論

本文 介 紹 了有源箱位自驅(qū)動同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計算公式.采用這種電路拓?fù)洌芎芎玫膶崿F(xiàn)低壓大電流開關(guān)變換器。這種方案實現(xiàn)了高效率、高可靠性，又實現(xiàn)了低壓大電流的輸出，滿足了仃行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有極大的市場應(yīng)用價值。